功率 場(chǎng)效應 晶體管 MOSFET

1.概述
　　
　　MOSFET的原意是：MOS（Metal OxideSemiconductor金屬氧化物半導體），FET（FieldEffectTransistor場(chǎng)效應晶體管），即以金屬層（M）的柵極隔著(zhù)氧化層（O）利用電場(chǎng)的效應來(lái)控制半導體（S）的場(chǎng)效應晶體管。

　　功率場(chǎng)效應晶體管也分為結型和絕緣柵型,但通常主要指絕緣柵型中的MOS型（Metal OxideSemiconductorFET）,簡(jiǎn)稱(chēng)功率MOSFET（PowerMOSFET）。結型功率場(chǎng)效應晶體管一般稱(chēng)作靜電感應晶體管（StaticInductionTransistor——SIT）。其特點(diǎn)是用柵極電壓來(lái)控制漏極電流，驅動(dòng)電路簡(jiǎn)單，需要的驅動(dòng)功率小，開(kāi)關(guān)速度快，工作頻率高，熱穩定性?xún)?yōu)于GTR，但其電流容量小，耐壓低，一般只適用于功率不超過(guò)10kW的電力電子裝置。

 

2.功率 場(chǎng)效應晶體管MOSFET的結構和工作原理
　　
　　功率MOSFET的種類(lèi)：按導電溝道可分為P溝道和N溝道。按柵極電壓幅值可分為；耗盡型；當柵極電壓為零時(shí)漏源極之間就存在導電溝道，增強型；對于N（P）溝道器件，柵極電壓大于（小于）零時(shí)才存在導電溝道，功率MOSFET主要是N溝道增強型。

2.1功率MOSFET的結構
　　
　　功率MOSFET的內部結構和電氣符號如圖1所示；其導通時(shí)只有一種極性的載流子（多子）參與導電，是單極型晶體管。導電機理與小功率mos管相同，但結構上有較大區別，小功率MOS管是橫向導電器件，功率MOSFET大都采用垂直導電結構，又稱(chēng)為VMOSFET（VerticalMOSFET），大大提高了MOSFET器件的耐壓和耐電流能力。
　　
　　按垂直導電結構的差異，又分為利用V型槽實(shí)現垂直導電的VVMOSFET和具有垂直導電雙擴散MOS結構的VDMOSFET（VerticalDouble-diffusedMOSFET），本文主要以VDMOS器件為例進(jìn)行討論。
　　
　　功率MOSFET為多元集成結構，如國際整流器公司（InternationalRectifier）的HEXFET采用了六邊形單元；西門(mén)子公司（Siemens）的SIPMOSFET采用了正方形單元；摩托羅拉公司（Motorola）的TMOS采用了矩形單元按“品”字形排列。

2.2功率MOSFET的工作原理
　　
　　截止：漏源極間加正電源，柵源極間電壓為零。P基區與N漂移區之間形成的PN結J1反偏，漏源極之間無(wú)電流流過(guò)。
　　
　　導電：在柵源極間加正電壓UGS，柵極是絕緣的，所以不會(huì )有柵極電流流過(guò)。但柵極的正電壓會(huì )將其下面P區中的空穴推開(kāi)，而將P區中的少子—電子吸引到柵極下面的P區表面

　　當UGS大于UT（開(kāi)啟電壓或閾值電壓）時(shí)，柵極下P區表面的電子濃度將超過(guò)空穴濃度，使P型半導體反型成N型而成為反型層，該反型層形成N溝道而使PN結J1消失，漏極和源極導電。

2.3功率MOSFET的基本特性

2.3.1靜態(tài)特性；其轉移特性和輸出特性如圖2所示。

 

　　漏極電流ID和柵源間電壓UGS的關(guān)系稱(chēng)為MOSFET的轉移特性，ID較大時(shí)，ID與UGS的關(guān)系近似線(xiàn)性，曲線(xiàn)的斜率定義為跨導Gfs
　　
　　MOSFET的漏極伏安特性（輸出特性）：截止區（對應于GTR的截止區）；飽和區（對應于GTR的放大區）；非飽和區（對應于GTR的飽和區）。電力MOSFET工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，即在截止區和非飽和區之間來(lái)回轉換。電力MOSFET漏源極之間有寄生二極管，漏源極間加反向電壓時(shí)器件導通。電力MOSFET的通態(tài)電阻具有正溫度系數，對器件并聯(lián)時(shí)的均流有利。

2.3.2動(dòng)態(tài)特性；其測試電路和開(kāi)關(guān)過(guò)程波形如圖3所示。
　　
　　開(kāi)通過(guò)程；開(kāi)通延遲時(shí)間td(on) —up前沿時(shí)刻到uGS=UT并開(kāi)始出現iD的時(shí)刻間的時(shí)間段；

 

　　上升時(shí)間tr— uGS從uT上升到MOSFET進(jìn)入非飽和區的柵壓UGSP的時(shí)間段；
iD穩態(tài)值由漏極電源電壓UE和漏極負載電阻決定。UGSP的大小和iD的穩態(tài)值有關(guān)，UGS達到UGSP后，在up作用下繼續升高直至達到穩態(tài)，但iD已不變。
　　
　　開(kāi)通時(shí)間ton—開(kāi)通延遲時(shí)間與上升時(shí)間之和。
　　
　　關(guān)斷延遲時(shí)間td(off)—up下降到零起，Cin通過(guò)Rs和RG放電，uGS按指數曲線(xiàn)下降到UGSP時(shí)，iD開(kāi)始減小為零的時(shí)間段。
　　
　　下降時(shí)間tf— uGS從UGSP繼續下降起，iD減小，到uGS　
　　關(guān)斷時(shí)間toff—關(guān)斷延遲時(shí)間和下降時(shí)間之和。
　　
2.3.3 MOSFET的開(kāi)關(guān)速度。

　　MOSFET的開(kāi)關(guān)速度和Cin充放電有很大關(guān)系，使用者無(wú)法降低Cin，但可降低驅動(dòng)電路內阻Rs減小時(shí)間常數，加快開(kāi)關(guān)速度，MOSFET只靠多子導電，不存在少子儲存效應，因而關(guān)斷過(guò)程非常迅速，開(kāi)關(guān)時(shí)間在10—100ns之間，工作頻率可達100kHz以上，是主要電力電子器件中*高的。
　　
　　場(chǎng)控器件靜態(tài)時(shí)幾乎不需輸入電流。但在開(kāi)關(guān)過(guò)程中需對輸入電容充放電，仍需一定的驅動(dòng)功率。開(kāi)關(guān)頻率越高，所需要的驅動(dòng)功率越大。

2.4動(dòng)態(tài)性能的改進(jìn)
　　
　　在器件應用時(shí)除了要考慮器件的電壓、電流、頻率外，還必須掌握在應用中如何保護器件，不使器件在瞬態(tài)變化中受損害。當然晶閘管是兩個(gè)雙極型晶體管的組合，又加上因大面積帶來(lái)的大電容，所以其dv/dt能力是較為脆弱的。對di/dt來(lái)說(shuō)，它還存在一個(gè)導通區的擴展問(wèn)題，所以也帶來(lái)相當嚴格的限制。

　　功率MOSFET的情況有很大的不同。它的dv/dt及di/dt的能力常以每納秒（而不是每微秒）的能力來(lái)估量。但盡管如此，它也存在動(dòng)態(tài)性能的限制。這些我們可以從功率MOSFET的基本結構來(lái)予以理解。
　　
　　圖4是功率MOSFET的結構和其相應的等效電路。除了器件的幾乎每一部分存在電容以外，還必須考慮MOSFET還并聯(lián)著(zhù)一個(gè)二極管。同時(shí)從某個(gè)角度看、它還存在一個(gè)寄生晶體管。（就像IGBT也寄生著(zhù)一個(gè)晶閘管一樣）。這幾個(gè)方面，是研究MOSFET動(dòng)態(tài)特性很重要的因素。

 

　　首先MOSFET結構中所附帶的本征二極管具有一定的雪崩能力。通常用單次雪崩能力和重復雪崩能力來(lái)表達。當反向di/dt很大時(shí)，二極管會(huì )承受一個(gè)速度非?？斓拿}沖尖刺，它有可能進(jìn)入雪崩區，一旦超越其雪崩能力就有可能將器件損壞。作為任一種PN結二極管來(lái)說(shuō)，仔細研究其動(dòng)態(tài)特性是相當復雜的。它們和我們一般理解PN結正向時(shí)導通反向時(shí)阻斷的簡(jiǎn)單概念很不相同。當電流迅速下降時(shí)，二極管有一階段失去反向阻斷能力，即所謂反向恢復時(shí)間。PN結要求迅速導通時(shí)，也會(huì )有一段時(shí)間并不顯示很低的電阻。在功率MOSFET中一旦二極管有正向注入，所注入的少數載流子也會(huì )增加作為多子器件的MOSFET的復雜性。
　　
　　功率MOSFET的設計過(guò)程中采取措施使其中的寄生晶體管盡量不起作用。在不同代功率MOSFET中其措施各有不同，但總的原則是使漏極下的橫向電阻RB盡量小。因為只有在漏極N區下的橫向電阻流過(guò)足夠電流為這個(gè)N區建立正偏的條件時(shí)，寄生的雙極性晶閘管才開(kāi)始發(fā)難。然而在嚴峻的動(dòng)態(tài)條件下，因dv/dt通過(guò)相應電容引起的橫向電流有可能足夠大。此時(shí)這個(gè)寄生的雙極性晶體管就會(huì )起動(dòng)，有可能給MOSFET帶來(lái)?yè)p壞。所以考慮瞬態(tài)性能時(shí)對功率MOSFET器件內部的各個(gè)電容（它是dv/dt的通道）都必須予以注意。
　　
　　瞬態(tài)情況是和線(xiàn)路情況密切相關(guān)的，這方面在應用中應給予足夠重視。對器件要有深入了解，才能有利于理解和分析相應的問(wèn)題。

3.高壓MOSFET原理與性能分析

　　在功率半導體器件中，MOSFET以高速、低開(kāi)關(guān)損耗、低驅動(dòng)損耗在各種功率變換，特別是高頻功率變換中起著(zhù)重要作用。在低壓領(lǐng)域，MOSFET沒(méi)有競爭對手，但隨著(zhù)MOS的耐壓提高，導通電阻隨之以2.4-2.6次方增長(cháng)，其增長(cháng)速度使MOSFET制造者和應用者不得不以數十倍的幅度降低額定電流，以折中額定電流、導通電阻和成本之間的矛盾。即便如此，高壓MOSFET在額定結溫下的導通電阻產(chǎn)生的導通壓降仍居高不下，耐壓500V以上的MOSFET的額定結溫、額定電流條件下的導通電壓很高，耐壓800V以上的導通電壓高得驚人，導通損耗占MOSFET總損耗的2/3-4/5，使應用受到極大限制。

3.1降低高壓MOSFET導通電阻的原理與方法
　　
　　3.1.1不同耐壓的MOSFET的導通電阻分布。不同耐壓的MOSFET，其導通電阻中各部分電阻比例分布也不同。如耐壓30V的MOSFET，其外延層電阻僅為總導通電阻的29%，耐壓600V的MOSFET的外延層電阻則是總導通電阻的96.5%。由此可以推斷耐壓800V的MOSFET的導通電阻將幾乎被外延層電阻占據。欲獲得高阻斷電壓，就必須采用高電阻率的外延層，并增厚。這就是常規高壓MOSFET結構所導致的高導通電阻的根本原因。
　　
　　3.1.2降低高壓MOSFET導通電阻的思路。增加管芯面積雖能降低導通電阻，但成本的提高所付出的代價(jià)是商業(yè)品所不允許的。引入少數載流子導電雖能降低導通壓降，但付出的代價(jià)是開(kāi)關(guān)速度的降低并出現拖尾電流，開(kāi)關(guān)損耗增加，失去了MOSFET的高速的優(yōu)點(diǎn)。
　　
　　以上兩種辦法不能降低高壓MOSFET的導通電阻，所剩的思路就是如何將阻斷高電壓的低摻雜、高電阻率區域和導電通道的高摻雜、低電阻率分開(kāi)解決。如除導通時(shí)低摻雜的高耐壓外延層對導通電阻只能起增大作用外并無(wú)其他用途。這樣，是否可以將導電通道以高摻雜較低電阻率實(shí)現，而在MOSFET關(guān)斷時(shí)，設法使這個(gè)通道以某種方式夾斷，使整個(gè)器件耐壓僅取決于低摻雜的N-外延層?；谶@種思想，1988年INFINEON推出內建橫向電場(chǎng)耐壓為600V的COOLMOS，使這一想法得以實(shí)現。內建橫向電場(chǎng)的高壓MOSFET的剖面結構及高阻斷電壓低導通電阻的示意圖如圖5所示。
 

　　與常規MOSFET結構不同，內建橫向電場(chǎng)的MOSFET嵌入垂直P(pán)區將垂直導電區域的N區夾在中間，使MOSFET關(guān)斷時(shí)，垂直的P與N之間建立橫向電場(chǎng)，并且垂直導電區域的N摻雜濃度高于其外延區N-的摻雜濃度。
　　
　　當VGS＜VTH時(shí)，由于被電場(chǎng)反型而產(chǎn)生的N型導電溝道不能形成，并且D，S間加正電壓，使MOSFET內部PN結反偏形成耗盡層，并將垂直導電的N區耗盡。這個(gè)耗盡層具有縱向高阻斷電壓，如圖5（b）所示，這時(shí)器件的耐壓取決于P與N-的耐壓。因此N-的低摻雜、高電阻率是必需的。
　　
　　當CGS＞VTH時(shí)，被電場(chǎng)反型而產(chǎn)生的N型導電溝道形成。源極區的電子通過(guò)導電溝道進(jìn)入被耗盡的垂直的N區中和正電荷，從而恢復被耗盡的N型特性，因此導電溝道形成。由于垂直N區具有較低的電阻率，因而導通電阻較常規MOSFET將明顯降低。
　　
　　通過(guò)以上分析可以看到：阻斷電壓與導通電阻分別在不同的功能區域。將阻斷電壓與導通電阻功能分開(kāi)，解決了阻斷電壓與導通電阻的矛盾，同時(shí)也將阻斷時(shí)的表面PN結轉化為掩埋PN結，在相同的N-摻雜濃度時(shí)，阻斷電壓還可進(jìn)一步提高。
　　
3.2內建橫向電場(chǎng)MOSFET的主要特性
　　
　　3.2.1導通電阻的降低。INFINEON的內建橫向電場(chǎng)的MOSFET，耐壓600V和800V，與常規MOSFET器件相比，相同的管芯面積，導通電阻分別下降到常規MOSFET的1/5，1/10；相同的額定電流，導通電阻分別下降到1/2和約1/3。在額定結溫、額定電流條件下，導通電壓分別從12.6V，19.1V下降到6.07V，7.5V；導通損耗下降到常規MOSFET的1/2和1/3。由于導通損耗的降低，發(fā)熱減少，器件相對較涼，故稱(chēng)COOLMOS。
　　
　　3.2.2封裝的減小和熱阻的降低。相同額定電流的COOLMOS的管芯較常規MOSFET減小到1/3和1/4，使封裝減小兩個(gè)管殼規格。

　　由于COOLMOS管芯厚度僅為常規MOSFET的1/3，使TO-220封裝RTHJC從常規1℃/W降到0.6℃/W；額定功率從125W上升到208W，使管芯散熱能力提高。
　　
　　3.2.3開(kāi)關(guān)特性的改善。COOLMOS的柵極電荷與開(kāi)關(guān)參數均優(yōu)于常規MOSFET，很明顯，由于QG，特別是QGD的減少，使COOLMOS的開(kāi)關(guān)時(shí)間約為常規MOSFET的1/2；開(kāi)關(guān)損耗降低約50%。關(guān)斷時(shí)間的下降也與COOLMOS內部低柵極電阻(＜1Ω＝有關(guān)。
　　
　　3.2.4抗雪崩擊穿能力與SCSOA。目前，新型的MOSFET無(wú)一例外地具有抗雪崩擊穿能力。COOLMOS同樣具有抗雪崩能力。在相同額定電流下，COOLMOS的IAS與ID25℃相同。但由于管芯面積的減小，IAS小于常規MOSFET，而具有相同管芯面積時(shí)，IAS和EAS則均大于常規MOSFET。
　　
　　COOLMOS的*大特點(diǎn)之一就是它具有短路**工作區（SCSOA），而常規MOS不具備這個(gè)特性。COOLMOS的SCSOA的獲得主要是由于轉移特性的變化和管芯熱阻降低。COOLMOS的轉移特性如圖6所示。從圖6可以看到，當VGS＞8V時(shí)，COOLMOS的漏極電流不再增加，呈恒流狀態(tài)。特別是在結溫升高時(shí)，恒流值下降，在*高結溫時(shí)，約為ID25℃的2倍，即正常工作電流的3-3.5倍。在短路狀態(tài)下，漏極電流不會(huì )因柵極的15V驅動(dòng)電壓而上升到不可容忍的十幾倍的ID25℃，使COOLMOS在短路時(shí)所耗散的功率限制在350V×2ID25℃，盡可能地減少短路時(shí)管芯發(fā)熱。管芯熱阻降低可使管芯產(chǎn)生的熱量迅速地散發(fā)到管殼，抑制了管芯溫度的上升速度。因此，COOLMOS可在正常柵極電壓驅動(dòng)，在0.6VDSS電源電壓下承受10ΜS短路沖擊，時(shí)間間隔大于1S，1000次不損壞，使COOLMOS可像IGBT一樣，在短路時(shí)得到有效的保護。

 

3.3關(guān)于內建橫向電場(chǎng)高壓MOSFET發(fā)展現狀
　　
　　繼INFINEON1988年推出COOLMOS后，2000年初ST推出500V類(lèi)似于COOLMOS的內部結構，使500V，12A的MOSFET可封裝在TO-220管殼內，導通電阻為0.35Ω，低于IRFP450的0.4Ω，電流額定值與IRFP450相近。IXYS也有使用COOLMOS技術(shù)的MOSFET。IR公司也推出了SUPPER220，SUPPER247封裝的超級MOSFET，額定電流分別為35A，59A，導通電阻分別為0.082Ω，0.045Ω，150℃時(shí)導通壓降約4.7V。從綜合指標看，這些MOSFET均優(yōu)于常規MOSFET，并不是因為隨管芯面積增加，導通電阻就成比例地下降，因此，可以認為，以上的MOSFET一定存在類(lèi)似橫向電場(chǎng)的特殊結構，可以看到，設法降低高壓MOSFET的導通壓降已經(jīng)成為現實(shí)，并且必將推動(dòng)高壓MOSFET的應用。
　　
3.4 COOLMOS與IGBT的比較
　　
　　600V、800V耐壓的COOLMOS的高溫導通壓降分別約6V，7.5V，關(guān)斷損耗降低1/2，總損耗降低1/2以上，使總損耗為常規MOSFET的40%-50%。常規600V耐壓MOSFET導通損耗占總損耗約75%，對應相同總損耗超高速I(mǎi)GBT的平衡點(diǎn)達160KHZ，其中開(kāi)關(guān)損耗占約75%。由于COOLMOS的總損耗降到常規MOSFET的40%-50%，對應的IGBT損耗平衡頻率將由160KHZ降到約40KHZ，增加了MOSFET在高壓中的應用。
　　
　　從以上討論可見(jiàn)，新型高壓MOSFET使長(cháng)期困擾高壓MOSFET的導通壓降高的問(wèn)題得到解決；可簡(jiǎn)化整機設計，如散熱器件體積可減少到原40%左右；驅動(dòng)電路、緩沖電路簡(jiǎn)化；具備抗雪崩擊穿能力和抗短路能力；簡(jiǎn)化保護電路并使整機可靠性得以提高。

4.功率MOSFET驅動(dòng)電路
　　
　　功率MOSFET是電壓型驅動(dòng)器件，沒(méi)有少數載流子的存貯效應，輸入阻抗高，因而開(kāi)關(guān)速度可以很高，驅動(dòng)功率小，電路簡(jiǎn)單。但功率MOSFET的極間電容較大，輸入電容CISS、輸出電容COSS和反饋電容CRSS與極間電容的關(guān)系可表述為：
　　
　　功率MOSFET的柵極輸入端相當于一個(gè)容性網(wǎng)絡(luò )，它的工作速度與驅動(dòng)源內阻抗有關(guān)。由于CISS的存在，靜態(tài)時(shí)柵極驅動(dòng)電流幾乎為零，但在開(kāi)通和關(guān)斷動(dòng)態(tài)過(guò)程中，仍需要一定的驅動(dòng)電流。假定開(kāi)關(guān)管飽和導通需要的柵極電壓值為VGS，開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通時(shí)間TON包括開(kāi)通延遲時(shí)間TD和上升時(shí)間TR兩部分。

　　開(kāi)關(guān)管關(guān)斷過(guò)程中，CISS通過(guò)ROFF放電，COSS由RL充電，COSS較大，VDS（T）上升較慢，隨著(zhù)VDS(T)上升較慢，隨著(zhù)VDS（T）的升高COSS迅速減小至接近于零時(shí)，VDS（T）再迅速上升。
　　
　　根據以上對功率MOSFET特性的分析，其驅動(dòng)通常要求：觸發(fā)脈沖要具有足夠快的上升和下降速度；②開(kāi)通時(shí)以低電阻力柵極電容充電，關(guān)斷時(shí)為柵極提供低電阻放電回路，以提高功率MOSFET的開(kāi)關(guān)速度；③為了使功率MOSFET可靠觸發(fā)導通，觸發(fā)脈沖電壓應高于管子的開(kāi)啟電壓，為了防止誤導通，在其截止時(shí)應提供負的柵源電壓；④功率開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)時(shí)所需驅動(dòng)電流為柵極電容的充放電電流，功率管極間電容越大，所需電流越大，即帶負載能力越大。

4.1幾種MOSFET驅動(dòng)電路介紹及分析

　　4.1.1不隔離的互補驅動(dòng)電路。圖7（a）為常用的小功率驅動(dòng)電路，簡(jiǎn)單可靠成本低。適用于不要求隔離的小功率開(kāi)關(guān)設備。圖7（b）所示驅動(dòng)電路開(kāi)關(guān)速度很快，驅動(dòng)能力強，為防止兩個(gè)MOSFET管直通，通常串接一個(gè)0.5～1Ω小電阻用于限流，該電路適用于不要求隔離的**率開(kāi)關(guān)設備。這兩種電路特點(diǎn)是結構簡(jiǎn)單。
 

　　功率MOSFET屬于電壓型控制器件，只要柵極和源極之間施加的電壓超過(guò)其閥值電壓就會(huì )導通。由于MOSFET存在結電容，關(guān)斷時(shí)其漏源兩端電壓的突然上升將會(huì )通過(guò)結電容在柵源兩端產(chǎn)生干擾電壓。常用的互補驅動(dòng)電路的關(guān)斷回路阻抗小，關(guān)斷速度較快，但它不能提供負壓，故抗干擾性較差。為了提高電路的抗干擾性，可在此種驅動(dòng)電路的基礎上增加**有V1、V2、R組成的電路，產(chǎn)生一個(gè)負壓，電路原理圖如圖8所示。

 

　　當V1導通時(shí)，V2關(guān)斷，兩個(gè)MOSFET中的上管的柵、源極放電，下管的柵、源極充電，即上管關(guān)斷，下管導通，則被驅動(dòng)的功率管關(guān)斷；反之V1關(guān)斷時(shí)，V2導通，上管導通，下管關(guān)斷，使驅動(dòng)的管子導通。因為上下兩個(gè)管子的柵、源極通過(guò)不同的回路充放電，包含有V2的回路，由于V2會(huì )不斷退出飽和直至關(guān)斷，所以對于S1而言導通比關(guān)斷要慢，對于S2而言導通比關(guān)斷要快，所以?xún)晒馨l(fā)熱程度也不完全一樣，S1比S2發(fā)熱嚴重。

　　該驅動(dòng)電路的缺點(diǎn)是需要雙電源，且由于R的取值不能過(guò)大，否則會(huì )使V1深度飽和，影響關(guān)斷速度，所以R上會(huì )有一定的損耗。

　　4.1.2隔離的驅動(dòng)電路

　?。?）正激式驅動(dòng)電路。電路原理如圖9（a）所示，N3為去磁繞組，S2為所驅動(dòng)的功率管。R2為防止功率管柵極、源極端電壓振蕩的一個(gè)阻尼電阻。因不要求漏感較小，且從速度方面考慮，一般R2較小，故在分析中忽略不計。

 

　　其等效電路圖如圖9（b）所示脈沖不要求的副邊并聯(lián)一電阻R1，它做為正激變換器的假負載，用于消除關(guān)斷期間輸出電壓發(fā)生振蕩而誤導通。同時(shí)它還可以作為功率MOSFET關(guān)斷時(shí)的能量泄放回路。該驅動(dòng)電路的導通速度主要與被驅動(dòng)的S2柵極、源極等效輸入電容的大小、S1的驅動(dòng)信號的速度以及S1所能提供的電流大小有關(guān)。由仿真及分析可知，占空比D越小、R1越大、L越大，磁化電流越小，U1值越小，關(guān)斷速度越慢。該電路具有以下優(yōu)點(diǎn)：

　?、匐娐方Y構簡(jiǎn)單可靠，實(shí)現了隔離驅動(dòng)。
　?、谥恍鑶坞娫醇纯商峁〞r(shí)的正、關(guān)斷時(shí)負壓。
　?、壅伎毡裙潭〞r(shí)，通過(guò)合理的參數設計，此驅動(dòng)電路也具有較快的開(kāi)關(guān)速度。

　　該電路存在的缺點(diǎn)：一是由于隔離變壓器副邊需要噎嗝假負載防振蕩，故電路損耗較大；二是當占空比變化時(shí)關(guān)斷速度變化較大。脈寬較窄時(shí)，由于是儲存的能量減少導致MOSFET柵極的關(guān)斷速度變慢。

　?。?）有隔離變壓器的互補驅動(dòng)電路。如圖10所示，V1、V2為互補工作，電容C起隔離直流的作用，T1為高頻、高磁率的磁環(huán)或磁罐。

 

　　導通時(shí)隔離變壓器上的電壓為（1-D）Ui、關(guān)斷時(shí)為DUi，若主功率管S可靠導通電壓為12V，而隔離變壓器原副邊匝比N1/N2為12/[（1-D）Ui]。為保證導通期間GS電壓穩定C值可稍取大些。該電路具有以下優(yōu)點(diǎn)：

　?、匐娐方Y構簡(jiǎn)單可靠，具有電氣隔離作用。當脈寬變化時(shí)，驅動(dòng)的關(guān)斷能力不會(huì )隨著(zhù)變化。
　?、谠撾娐分恍枰粋€(gè)電源，即為單電源工作。隔直電容C的作用可以在關(guān)斷所驅動(dòng)的管子時(shí)提供一個(gè)負壓，從而加速了功率管的關(guān)斷，且有較高的抗干擾能力。

　　但該電路存在的一個(gè)較大缺點(diǎn)是輸出電壓的幅值會(huì )隨著(zhù)占空比的變化而變化。當D較小時(shí)，負向電壓小，該電路的抗干擾性變差，且正向電壓較高，應該注意使其幅值不超過(guò)MOSFET柵極的允許電壓。當D大于0.5時(shí)驅動(dòng)電壓正向電壓小于其負向電壓，此時(shí)應該注意使其負電壓值不超過(guò)MOAFET柵極允許電壓。所以該電路比較適用于占空比固定或占空比變化范圍不大以及占空比小于0.5的場(chǎng)合。

　?。?）集成芯片UC3724/3725構成的驅動(dòng)電路

　　電路構成如圖11所示。其中UC3724用來(lái)產(chǎn)生高頻載波信號，載波頻率由電容CT和電阻RT決定。一般載波頻率小于600kHz，4腳和6腳兩端產(chǎn)生高頻調制波，經(jīng)高頻小磁環(huán)變壓器隔離后送到UC3725芯片7、8兩腳經(jīng)UC3725進(jìn)行調制后得到驅動(dòng)信號，UC3725內部有一肖特基整流橋同時(shí)將7、8腳的高頻調制波整流成一直流電壓供驅動(dòng)所需功率。一般來(lái)說(shuō)載波頻率越高驅動(dòng)延時(shí)越小，但太高抗干擾變差；隔離變壓器磁化電感越大磁化電流越小，UC3724發(fā)熱越少，但太大使匝數增多導致寄生參數影響變大，同樣會(huì )使抗干擾能力降低。根據實(shí)驗數據得出：對于開(kāi)關(guān)頻率小于100kHz的信號一般?。?00～500）kHz載波頻率較好，變壓器選用較高磁導如5K、7K等高頻環(huán)形磁芯，其原邊磁化電感小于約1毫亨左右為好。這種驅動(dòng)電路僅適合于信號頻率小于100kHz的場(chǎng)合，因信號頻率相對載波頻率太高的話(huà)，相對延時(shí)太多，且所需驅動(dòng)功率增大，UC3724和UC3725芯片發(fā)熱溫升較高，故100kHz以上開(kāi)關(guān)頻率僅對較小極電容的MOSFET才可以。對于1kVA左右開(kāi)關(guān)頻率小于100kHz的場(chǎng)合，它是一種良好的驅動(dòng)電路。該電路具有以下特點(diǎn)：?jiǎn)坞娫垂ぷ?，控制信號與驅動(dòng)實(shí)現隔離，結構簡(jiǎn)單尺寸較小，尤其適用于占空比變化不確定或信號頻率也變化的場(chǎng)合。