深入理解 功率MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗

做照明驅動(dòng)的朋友都希望自己做的驅動(dòng)板能達到很高的效率，除開(kāi)驅動(dòng)芯片本身的損耗如果加深對MOS管開(kāi)關(guān)的損耗做適當的電路調整我想多多少少也是可以擠出一部分效率來(lái)的哦。
以下內容詳細分析計算開(kāi)關(guān)損耗，并論述實(shí)際狀態(tài)下功率MOSFET的開(kāi)通過(guò)程和自然零電壓關(guān)斷的過(guò)程，從而使電子工程師知道哪個(gè)參數起主導作用并更加深入理解MOSFET。對提升產(chǎn)品性能應該有所幫助。

MOSFET開(kāi)關(guān)損耗
1 開(kāi)通過(guò)程中MOSFET開(kāi)關(guān)損耗
功率MOSFET的柵極電荷特性如圖1所示。值得注意的是：下面的開(kāi)通過(guò)程對應著(zhù)BUCK變換器上管的開(kāi)通狀態(tài)，對于下管是0電壓開(kāi)通，因此開(kāi)關(guān)損耗很小，可以忽略不計。

圖1 MOSFET開(kāi)關(guān)過(guò)程中柵極電荷特性

開(kāi)通過(guò)程中，從t0時(shí)刻起，柵源極間電容開(kāi)始充電，柵電壓開(kāi)始上升，柵極電壓為

其中：，VGS為PWM柵極驅動(dòng)器的輸出電壓，Ron為PWM柵極驅動(dòng)器內部串聯(lián)導通電阻，Ciss為MOSFET輸入電容，Rg為MOSFET的柵極電阻。

VGS電壓從0增加到開(kāi)啟閾值電壓VTH前，漏極沒(méi)有電流流過(guò)，時(shí)間t1為

VGS電壓從VTH增加到米勒平臺電壓VGP的時(shí)間t2為

VGS處于米勒平臺的時(shí)間t3為

t3也可以用下面公式計算：

注意到了米勒平臺后，漏極電流達到系統*大電流ID，就保持在電路決定的恒定*大值ID，漏極電壓開(kāi)始下降，MOSFET固有的轉移特性使柵極電壓和漏極電流保持比例的關(guān)系，漏極電流恒定，因此柵極電壓也保持恒定，這樣柵極電壓不變，柵源極間的電容不再流過(guò)電流，驅動(dòng)的電流全部流過(guò)米勒電容。過(guò)了米勒平臺后，MOSFET完全導通，柵極電壓和漏極電流不再受轉移特性的約束，就繼續地增大，直到等于驅動(dòng)電路的電源的電壓。

MOSFET開(kāi)通損耗主要發(fā)生在t2和t3時(shí)間段。下面以一個(gè)具體的實(shí)例計算。輸入電壓12V，輸出電壓3.3V/6A，開(kāi)關(guān)頻率350kHz，PWM柵極驅動(dòng)器電壓為5V，導通電阻1.5Ω，關(guān)斷的下拉電阻為0.5Ω，所用的MOSFET為AO4468，具體參數為Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；當VGS=4.5V，Qg=9nC；當VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；當VGS=5V且ID=11.6A，跨導gFS=19S；當VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；當VGS=4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4mΩ。

開(kāi)通時(shí)米勒平臺電壓VGP：

計算可以得到電感L=4.7μH.，滿(mǎn)載時(shí)電感的峰峰電流為1.454A，電感的谷點(diǎn)電流為5.273A，峰值電流為6.727A，所以，開(kāi)通時(shí)米勒平臺電壓VGP=2+5.273/19=2.278V，可以計算得到：

開(kāi)通過(guò)程中產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗為

開(kāi)通過(guò)程中，Crss和米勒平臺時(shí)間t3成正比，計算可以得出米勒平臺所占開(kāi)通損耗比例為84%，因此米勒電容Crss及所對應的Qgd在MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗中起主導作用。Ciss=Crss+Cgs，Ciss所對應電荷為Qg。對于兩個(gè)不同的MOSFET，兩個(gè)不同的開(kāi)關(guān)管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多時(shí)，A管的開(kāi)關(guān)損耗就有可能大于B管。因此在實(shí)際選取MOSFET時(shí)，需要優(yōu)先考慮米勒電容Crss的值。

減小驅動(dòng)電阻可以同時(shí)降低t3和t2，從而降低開(kāi)關(guān)損耗，但是過(guò)高的開(kāi)關(guān)速度會(huì )引起EMI的問(wèn)題。提高柵驅動(dòng)電壓也可以降低t3時(shí)間。降低米勒電壓，也就是降低閾值開(kāi)啟電壓，提高跨導，也可以降低t3時(shí)間從而降低開(kāi)關(guān)損耗。但過(guò)低的閾值開(kāi)啟會(huì )使MOSFET容易受到干擾誤導通，增大跨導將增加工藝復雜程度和成本。

2 關(guān)斷過(guò)程中MOSFET開(kāi)關(guān)損耗
關(guān)斷的過(guò)程如圖1所示，分析和上面的過(guò)程相同，需注意的就是此時(shí)要用PWM驅動(dòng)器內部的下拉電阻0.5Ω和Rg串聯(lián)計算，同時(shí)電流要用*大電流即峰值電流6.727A來(lái)計算關(guān)斷的米勒平臺電壓及相關(guān)的時(shí)間值：VGP=2+6.727/19=2.354V。

關(guān)斷過(guò)程中產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗為：

Crss一定時(shí)，Ciss越大，除了對開(kāi)關(guān)損耗有一定的影響，還會(huì )影響開(kāi)通和關(guān)斷的延時(shí)時(shí)間，開(kāi)通延時(shí)為圖1中的t1和t2，圖2中的t8和t9。

圖2 斷續模式工作波形

Coss產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗與對開(kāi)關(guān)過(guò)程的影響
1 Coss產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)損耗
通常，在MOSFET關(guān)斷的過(guò)程中，Coss充電，能量將儲存在其中。Coss同時(shí)也影響MOSFET關(guān)斷過(guò)程中的電壓的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt就越小，這樣引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易產(chǎn)生EMI的問(wèn)題。

但是，在硬開(kāi)關(guān)的過(guò)程中，Coss又不能太大，因為Coss儲存的能量將在MOSFET開(kāi)通的過(guò)程中，放電釋放能量，將產(chǎn)生更多的功耗降低系統的整體效率，同時(shí)在開(kāi)通過(guò)程中，產(chǎn)生大的電流尖峰。

開(kāi)通過(guò)程中大的電流尖峰產(chǎn)生大的電流應力，瞬態(tài)過(guò)程中有可能損壞MOSFET，同時(shí)還會(huì )產(chǎn)生電流干擾，帶來(lái)EMI的問(wèn)題；另外，大的開(kāi)通電流尖峰也會(huì )給峰值電流模式的PWM控制器帶來(lái)電流檢測的問(wèn)題，需要更大的前沿消隱時(shí)間，防止電流誤檢測，從而降低了系統能夠工作的*小占空比值。
Coss產(chǎn)生的損耗為：

對于BUCK變換器，工作在連續模式時(shí)，開(kāi)通時(shí)MOSFET的電壓為輸入電源電壓。當工作在斷續模式時(shí)，由于輸出電感以輸出電壓為中心振蕩，Coss電壓值為開(kāi)通瞬態(tài)時(shí)MOSFET的兩端電壓值，如圖2所示。

2 Coss對開(kāi)關(guān)過(guò)程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態(tài)下，用工程簡(jiǎn)化方式來(lái)分析的。由于Coss存在，實(shí)際的開(kāi)關(guān)過(guò)程中的電壓和電流波形與圖1波形會(huì )有一些差異，如圖3所示。下面以關(guān)斷過(guò)程為例說(shuō)明?；诶硐霠顟B(tài)下，以工程簡(jiǎn)化方式，認為VDS在t7時(shí)間段內線(xiàn)性地從*小值上升到輸入電壓，電流在t8時(shí)間段內線(xiàn)性地從*大值下降到0。

圖3 MOSFET開(kāi)關(guān)過(guò)程中實(shí)際波形

實(shí)際過(guò)程中，由于Coss影響，大部分電流從MOSFET中流過(guò)，流過(guò)Coss的非常小，甚至可以忽略不計，因此Coss的充電速度非常慢，電流VDS上升的速率也非常慢。也可以這樣理解：正是因為Coss的存在，在關(guān)斷的過(guò)程中，由于電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓，可以認為是ZVS，即0電壓關(guān)斷，功率損耗很小。

同樣的，在開(kāi)通的過(guò)程中，由于Coss的存在，電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓，實(shí)際的功率損耗很大。

在理想狀態(tài)的工程簡(jiǎn)化方式下，開(kāi)通損耗和關(guān)斷損耗基本相同，見(jiàn)圖1中的陰影部分。而實(shí)際的狀態(tài)下，關(guān)斷損耗很小而開(kāi)通損耗很大，見(jiàn)圖3中的陰影部分。

從上面的分析可以看出：在實(shí)際的狀態(tài)下，Coss將絕大部分的關(guān)斷損耗轉移到開(kāi)通損耗中，但是總的開(kāi)關(guān)功率損耗基本相同。圖4波形可以看到，關(guān)斷時(shí)，VDS的電壓在米勒平臺起始時(shí)，電壓上升速度非常慢，在米勒平臺快結束時(shí)開(kāi)始快速上升。

圖4 非連續模式開(kāi)關(guān)過(guò)程中波形

Coss越大或在DS極額外的并聯(lián)更大的電容，關(guān)斷時(shí)MOSFET越接近理想的ZVS，關(guān)斷功率損耗越小，那么更多能量通過(guò)Coss轉移到開(kāi)通損耗中。為了使MOSFET整個(gè)開(kāi)關(guān)周期都工作于ZVS，必須利用外部的條件和電路特性，實(shí)現其在開(kāi)通過(guò)程的ZVS。如同步BUCK電路下側續流管，由于其寄生的二極管或并聯(lián)的肖特基二極管先導通，然后續流的同步MOSFET才導通，因此同步MOSFET是0電壓導通ZVS，而其關(guān)斷是自然的0電壓關(guān)斷ZVS，因此同步MOSFET在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期是0電壓的開(kāi)關(guān)ZVS，開(kāi)關(guān)損耗非常小，幾乎可以忽略不計，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產(chǎn)生的導通損耗，選取時(shí)只需要考慮RDS（ON）而不需要考慮Crss的值。

注意到圖1是基于連續電流模式下所得到的波形，對于非連續模式，由于開(kāi)通前的電流為0，所以，除了Coss放電產(chǎn)生的功耗外，沒(méi)有開(kāi)關(guān)的損耗，即非連續模式下開(kāi)通損耗為0。但在實(shí)際的檢測中，非連續模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺，這主要是由于Coss的放電電流產(chǎn)生的。Coss放電快，持續的時(shí)間短，這樣電流迅速降低，由于VGS和ID的受轉移特性的約束，所以當電流突然降低時(shí)，VGS也會(huì )降低，VGS波形前沿的米勒平臺處產(chǎn)生一個(gè)下降的凹坑，并伴隨著(zhù)振蕩。

希望看到這里大家都能深入理解功率MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗。