ZXSC310 LED照明的直流驅動(dòng)電路設計
作為鹵素燈低壓照明的一種替代技術(shù)，LED照明日益流行。與鹵素燈泡不同的是，LED沒(méi)有效率低、可靠性差以及使用壽命短等問(wèn)題的困擾。本文描述了一種在直流照明系統中驅動(dòng)大功率LED的新方法，這種解決方案能提供95%的效率、更長(cháng)的使用壽命，并能承受更高的電氣和機械沖擊。同時(shí)對采用ZXSC300系列DC-DC控制器的實(shí)際電路設計進(jìn)行了計算和分析。
在圖1所示的電路中，ZXSC300系列DC-DC控制器驅動(dòng)以降壓模式工作的外部開(kāi)關(guān)。表1列出了12V電源系統的材料清單。通過(guò)增加R2的值可提供更高的系統電壓，例如，要得到24V的電壓僅需將R2值改為2.2kΩ，同時(shí)電容C1也須有更高的額定電壓，電路基本工作原理如下：
當Q1導通時(shí)，電流流過(guò)LED、電容C2和電感。當R1兩端的壓降達到Isense引腳的閾值電壓時(shí)，Q1關(guān)斷并保持一個(gè)固定時(shí)間，電感中的能量流過(guò)D1和LED。經(jīng)過(guò)這個(gè)固定時(shí)間后，Q1重新導通，如此循環(huán)往復。
電路工作原理分析
下面對電路的工作原理進(jìn)行更詳細地分析，以得到電路參數及與系統設計相關(guān)的計算。下面從開(kāi)關(guān)Q1在一個(gè)固定時(shí)間TON內導通開(kāi)始分析。ZXSC310將Q1導通直至它在Isense引腳上檢測到19mV電壓(標稱(chēng)值)，于是達到此閾值電壓時(shí)Q1上的電流為19mV/R1，稱(chēng)為IPEAK。
當Q1導通，電流從電源流出，流過(guò)C1和串聯(lián)LED。假設LED正向壓降為VF，則剩下的電源電壓將全部落在L1上，稱(chēng)為VL1，并使L1上的電流以di/dt=VL1/L1的斜率上升。其中di/dt單位為安培/秒、VL1的單位為伏、L1的單位為亨。
Q1與R1上的壓降忽略不計，因為Q1的導通電阻RDS(ON)很小，且R1上的壓降總是小于19mV。19mV是Q1的關(guān)斷閾值電壓，依據Isense引腳的閾值電壓設置。
VIN=VF+VL1
TON=IPEAKxL1/VL1
由于將VIN減去LED正向壓降可得到L1兩端的電壓，故可算出TON。因此，如果L1較小，則對于同樣的峰值電流IPEAK及電源電壓VIN，TON亦較小。請注意，在電感電流上升到IPEAK的過(guò)程中，電流流過(guò)LED，因此LED上的平均電流等于TON上升期間及TOFF下降期間的電流之和。
現在看一下Q1關(guān)斷期間(TOFF)的情況。ZXSC300系列DC-DC控制器的TOFF在內部被固定為1.7us(標稱(chēng)值)，需要注意的是，如果用該值來(lái)計算電流斜坡，則其范圍*小為1.2μs，*大為3.2μs。
為盡量減少傳導損耗及開(kāi)關(guān)損耗，TON不能比TOFF小太多。過(guò)高的開(kāi)關(guān)頻率會(huì )造成較高的dv/dt，因此建議ZXSC300和310的*高工作頻率為200kHz。假設固定TOFF為1.7μs，則TON*小值為5μs－1.7μs=3.3μs。然而這不是一個(gè)**限制值，這些器件已可在2至3倍該頻率下工作，但轉換效率會(huì )降低。
在TOFF期間，儲存在電感中的能量將被轉移到LED，只在肖特基二極管上有一些損耗。儲存在電感中的能量為：
EQ1
系統可以以連續或非連續模式工作，兩者之間的差別及對平均電流的影響將在后面部分中解釋。
如果TOFF恰好是電流達到零所需的時(shí)間，則LED中的平均電流將為IPEAK/2。實(shí)際上，電流可能會(huì )在TOFF之前達到零，此時(shí)平均電流將小于IPEAK/2，因為在這個(gè)周期里有一段時(shí)間LED的電流為零，這稱(chēng)為“非連續”工作模式。
如果經(jīng)過(guò)1.7μs后電流沒(méi)有達到零，而是下降到IMIN，則稱(chēng)器件進(jìn)入“連續”工作模式。LED電流將在IMIN與IPEAK之間上升和下降(di/dt斜率可能不同)，此時(shí)平均LED電流為IMIN與IPEAK的平均值。
通過(guò)用實(shí)際值進(jìn)行計算，上面的原理可運用于實(shí)際電路設計。例如，已知輸出電壓穩定的12V直流電源以及3個(gè)功率為1W的LED(需要340mA工作電流)，即可參考圖1所示的電路及表1列出的材料清單進(jìn)行設計。該設計可工作在11V至18V電源電壓范圍內。
電源輸入電壓=VIN=12V，LED正向壓降=VF=9.6V，VIN=VF+VL1。因此，VL1=12V-9.6V=2.4V。
峰值電流=Vsense/R1=34mV/50m(=680mA，這里R1就是Rsense。
TON=IPEAKxL1/VL1
在上述等式中，近似認為在整個(gè)電流上升與下降期間LED正向壓降不變。事實(shí)上它會(huì )隨電流升高而增大，但這些公式使設計計算的結果在實(shí)際電路所用器件的容差范圍內。此外，VIN與VF之間的差值小于它們中的任何一個(gè)，所以6.2μs的上升時(shí)間將基本上取決于這些電壓值。
值得注意的是，對于9.6V的LED正向壓降以及300mV的肖特基二極管正向壓降來(lái)說(shuō)，從680mA下降到零的時(shí)間為：
由于TOFF一般為1.7μs，所以電流有足夠的時(shí)間降到零。然而，盡管1.5μs已相當接近1.7μs，因為器件的容差，線(xiàn)圈電流可能不能降到零。但這不是什么大問(wèn)題，因為殘余電流會(huì )很小。需要注意的是，由于對峰值電流的測量及關(guān)斷，不可能產(chǎn)生在具有固定TON時(shí)間的轉換器里發(fā)生的危險的“電感階躍”(inductorstaircasing)問(wèn)題。由于電流可能永遠都不會(huì )超過(guò)IPEAK，所以即使電流從一個(gè)有限值開(kāi)始增長(cháng)(即連續模式)，也不會(huì )超過(guò)IPEAK，于是LED電流將近似等于680mA與0的平均值，即340mA。它并不是嚴格意義上的平均值，因為有200ns的時(shí)間里電流為零，但與IPEAK及器件容差相比這非常小。
圖2與圖3分別描述了12V與24V系統的性能。
電路設計計算
在TON期間(假設為非連續工作模式)，電源的輸入功率等于VIN×IPEAK/2，因而電源的平均輸入電流等于該電流乘以TON相對于整個(gè)周期時(shí)間的比值。
從上式可看出平均電源電流是如何在較低電壓下隨著(zhù)TON相對于固定的1.7μs的增加增大。這是符合功率原理的，因為當電源電壓較低時(shí)，固定(或近似固定)的LED功率需要更多電源電流才能獲得相同功率。
儲存在電感中的能量等于從電感轉移到LED的能量(假設為非連續工作模式)，為：
EQ1
因此，當輸入電壓與輸出電壓的差別變得更大時(shí)，從電感轉移到LED的能量比LED直接從電源獲取的能量要更多些。如果能計算出使電流正好在1.7μs時(shí)達到零的電感值L1及峰值電流IPEAK，則LED的功率將不會(huì )太依賴(lài)于電源電壓，因為此時(shí)LED中的平均電流總是近似為IPEAK/2。
隨著(zhù)電源電壓的增加，達到IPEAK所需的TON將減小，但LED的功率基本恒定，且在TON期間只吸取從零至IPEAK的電源電流。電源電壓越高，TON占整個(gè)周期的比例越小，所以較高電源電壓時(shí)的平均電源電流亦較小，這樣保持了功率(和效率)的恒定。
肖特基二極管正向壓降會(huì )使效率降低。例如，假設LED的VF為6V，肖特基二極管的VF為0.3V，則從電感轉移過(guò)來(lái)的能量的效率損失為5%，即肖特基二極管正向壓降與LED正向壓降之比。在TON期間，肖特基二極管不在電流回路中，故不會(huì )引入損耗，因此整個(gè)效率損失比取決于TON與TOFF之比。對于TON占整個(gè)周期的大部分的低電源電壓來(lái)說(shuō)，由肖特基二極管引入的損耗并不大。當LED電壓較高(多個(gè)LED串聯(lián))時(shí)，肖特基二極管引入的損耗也不大，因為此時(shí)肖特基二極管正向壓降在整個(gè)壓降所占的比例將更小。
本文小結
本文的電路設計顯示了如何在鹵素燈泡替代應用中使用高效率電路驅動(dòng)LED。盡管LED擁有比鹵素燈泡更高的初始成本，但總成本比鹵素燈泡低或者相當。在一些很難進(jìn)行替代或替換費用昂貴的應用中，LED可能是**的具有成本效益的解決方案。隨著(zhù)LED照明輸出效率逐步提高以及成本降低，使用LED照明的趨勢將會(huì )更加明顯。